816-高PFC,低THD,高性能LED驱动IC CSC6562A应用设计指( 二 ) _变压器

没有合适的参数资料，采用下面的公式进行。1045010mm）如图六所示；图六磁芯窗口面积和截面积示意图对于大多数功率铁氧体磁芯来说，通常为0.3～0.35T 。KF为填充系数，通常为0.2--0.3 。根据选定的磁芯，确定初级最小绕线圈数来避免变压器饱和，有公式：satpk为饱和磁通量密度（单位：特斯拉）降低。初次级绕线匝比然后确定次级绕组整数值，有的时候可能比计算的最小匝数min大得多，这样将更换一个尺寸大的磁芯。如果成本和外形尺寸的限制，可以减少减少。VCC供电绕组,如图七所示；图七初次级和辅助绕组示意图升高，Vcc也会升高，由的数据手册可获得工作范围，为了正常工作下，Vcc电压有余量，通常电压值为16-18V.并且Vcc电压高于37V，将钳压锁定，过压保护。在确定初级匝数后，可通过下式得出磁芯100040CSC03ACSC03ACSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯值，单位nH/turnsuH对于输出电流大时，可以用直径小的线多股并绕来减少趋肤效应。（2.4）吸收回路设计当MOS关断时，由于变压器漏感的存在，在MOS的漏端会出现一个电压尖峰，过大的电压加到MOS的漏端将引起雪崩击穿导致损坏。
因此需要引入吸收回路来限制尖峰电压。吸收（RCD）回路的工作原理是：MOS的漏端电压大于吸收回路二极管Dsn阴极电压时，二极管Dsn导通，吸收漏感的电流从而限制漏感尖峰电压。图八缓冲电路pkDspkDs为初级电感漏感。缓冲电路的最大功耗可表示为：pkDsnleakDsnsnsn最大功耗为：snpkDsnleaksn其中Lr因此，可算出电阻值snpkDsnleak缓冲电路的最大涟波电压可用下列公式求得：maxsnsn设计中，缓冲电容Csn的设计根据能量守恒，缓冲电容的结果值越大，电压涟波越低，但功耗会增加。因此，选择适当的值很重要。一般而言，依照合理的估算，可决定缓冲电路的突波电压为返驰电压的1.5倍，而涟波电压为50V.因此，缓冲电阻和电容可用下列方程求得： Vinpk Dsn min265 pkDs pkDsn snvin (max)min (max) pkDsn leak （2.5）外围电路设计开关管 MOSQ 通常采用沟道功率场效应管，MOSFET 压力应力计算方程式为： os snpk ax)(max) (max)(max) 则选取MOS 额定电压应 os snpk dsds ax)(max) (max)(max) 90额定 CSC03ALED照明专家流明芯流明芯流明芯流明芯LMC MOS管DS 电压波形 FRD 的最大逆向电压和顺向峰值电流分别 pkIin pk (2.6)检测电阻设计的CS 管脚在瞬态期间或过载的情况下，会限制峰值电流并保护 MOSFET. 切换峰值电流的限制位准和检测电阻可用下列公式求得： CS管脚电压设计 max (min) (2.7)反馈回路设计为了获得高PFC,如上推导，假定在半个交流输入电压周期内误差放大器的输为一恒定值。

（如图十一）所示控制环路图：其中EA 误差放大器，极点一，传输表达式为: 输出电压或负载变化，引起comp流明值，通过调节内部乘法器的输出来调节内部基准点二G2的传输表达式为： pk pk MULT pk 为内部乘法器的增益，可以看出G2 只影响环路的增益。PWM控制部分G3 表达式为：，也只是影响环路增益；功率输出级 G4 的传输函数除了影响环路增益之外，还引入了一个零点和一个极点，但是零点和极点都在较高频率处，可以忽略影响。综上，出了G4 忽略，共有2 个极点和一个零点。为了获得高的 PFC，设计时，环路的带宽要设计得很窄，两倍交流输入电压频率处的增益要很低，主极点位于次级侧，初级侧的极点为次极点，次级侧的零点用于提高相位，增加环路的相位裕度，需合理调节。R6 的取值需要保证误差放大器的输出电压 COMP 能在全动态范围内输出。环路参数设计时，应确定光电耦合器的工作电流，通常设定为1mA 左右以延长光电耦合器的寿命。图十一控制环路图 MULT 分压电阻的选取：整流后的输入电压通过电阻分压送入 MULT 处，对于全电压范围，MULT pk ax)应设定在 2.5V～3V 对于单一电压，可设定在 1V～1.5V 之间。

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